爱华网传输层组成
信道均衡是宽带系统区别与窄带系统的一个明显特征
信道均衡的原因
•地面无线广播传输信道中(主要是VHF和UHF频段)是一个复杂的时变频率选择性衰落信道
多径干扰 （100us对应30公里）
多普勒效应（100Hz)
•均衡器产生与信道多径相反的特性，抵消信道的时变多径传播特性引起的码间干扰
•信道是时变的，要求均衡器的特性能够自动适应信道的变化而均衡，故称自适应均衡。
• 信道估计: 估计信道函数的过程
• 信道均衡: 使用得到的信道估计来补偿信道的过程
均衡器的分类
• 均衡处理方法
时域均衡器：单载波数字通信中多采用时域均衡器，从时域的冲激响应考虑
正交频分复用OFDM调制：采用频域均衡
• 是否使用训练序列或导频
DA（数据辅助）
DD（判决指向）
NDA（盲均衡）：需要在接收到足够多的数据情况下才能得到一个可靠的估计
导频或训练序列的插入
地面数字电视一般使用DA方式信道估计和均衡
•多径衰落信道可以看成是在时间和频率上的一个二维信号
•训练序列时域的间隔取决于信道的相关时间
•训练序列频域的间隔取决于相关带宽
•训练序列对信道在时-频空间的不同点上进行采样，利用采样插值即可得到整个信道的频率响应值
时域均衡器
• 均衡器的输出是否用于反馈控制
线性均衡器：输出未被用于反馈控制
非线性均衡器：输出用于反馈，如判决反馈均衡器（DFE－decision FeedbackEqualizer）
• 线性均衡器
如何求解线性均衡器系数Cj ?
• 常用的优化均衡器系数的准则
迫零准则: 信道逆滤波器
线性均衡器性能
• 线性均衡器为FIR滤波器,工作稳定
• 存在多径扩散的问题:抵消一个多径，产生衍生的多径,因此FIR滤波器需要很长的级数
• 均衡输出的信噪比下降:为了补偿信道频率响应的凹坑，FIR滤波器要产生一个凸起，该处噪声也被放大
迫零均衡器:信道频率响应中含有一个谱零点，在该频率处引入无穷大的增益来补偿
均方误差均衡器考虑到了噪声的影响
在噪声环境中性能一般优于迫零均衡器
均衡器输出端存在残余符号间干扰
以牺牲信噪比作为消除码间干扰的代价
判决反馈均衡器(DFE) (非线性)
•前向滤波器产生仅有前向码间串扰（ISI）的响应
•反馈滤波器抵消前向ISI
线性滤波器的输出
判决反馈均衡器输出
DFE原理
DFE优点
•噪声性能相比于线性均衡器得到了很大改善
只要判决无误，反馈不引入噪声，因此均衡器的噪声只来自于前馈部分(FIR)
•不需要特别长的FIR滤波器
例如：均衡信道
线性均衡器
采用判决反馈均衡器，我们可以把零点放到反馈路径中实现
DFE缺点
•判决反馈均衡器中存在差错传播的问题
反馈值若发生误判，反馈回IIR参与下一次计算，再影响以后的均衡值
•判决反馈均衡器自适应调整抽头系数, 算法比较复杂，复杂度信道长度指数增长
线性最小均方误差算法（LMS－lowest mean square error）
递归最小二乘法（RLS－recursive leastsquare）
快速卡尔曼（fastKalman）等。
•在强多径情况下，由于DFE是无限冲激响应结构(IIR)，易自激，不稳定
目前ATSC均衡器研究的焦点仍是提高系统稳定性和降低复杂度
场同步（DA方式）
•长度511的两电平场同步信号 获得准确信道估计
•训练序列相隔24ms，不可能以更快的速率来实现均衡更新
ATSC 使用的DFE
• ATSC系统采用8-VSB单载波调制技术，一般采用判决反馈式(DFE)，自适应均衡算法的误差信号通过下面三种方式实现:
采用场同步中的训练序列（DA方式）
眼图打开时，采用数据符号（DD方式）
判决反馈
眼图未打开时，采用“盲”均衡（NDA方式）
使用数据的统计信息
判决反馈（DD方式）
•最广泛的是LMS自适应算法
•当均衡器启动时，先使用场同步中的训练序列，使眼图打开
•眼图打开判决数据的正确率就很大了，均衡器就切换到判决工作模式。
ATSC均衡器缺点
计算复杂度高、规模庞大使得实现困难
•数字电视地面广播信道，后向多径延时可能长达20us（在单频网中的应用时延可达到30us以上），前向多径延时一般也要求达到5us以上。
•符号率10.768Msample/秒计算，均衡器的抽头数目一般选为前向FIR为64级，后向IIR为192级
•DFE需要信道被均衡到一定程度（错误判决少于10%）才能正常工作，在强多径下，系统是不稳定的
训练序列之间相隔24毫秒，期间多径的快速变化无法被跟踪
对付强动态多径困难
•近的强多径变化（相位）时，导频信号会受到严重影响，载波恢复出现困难
•DFE需要信道被均衡到一定程度（错误判决少于10%）才能正常工作，在强多径下，系统是不稳定的
